uca)um?tuob)?tu3c)?tu4d)?tu1e)?tu2f)?t图4-11 单极性SPWM单相逆变电路的电量波形
与双极性调制方法相比，单极性调制方法具有易于消除的很少的谐波分量，对外部谐波干扰小，每次开关管导通和截止时，电压变化的幅值是双极性调制的一半，开关管的电压应力小。本设计以单极性调制方法为基础，做了一些改进，使驱动电路更加稳定。
4.2.2 驱动电路设计
1．正弦振荡电路的设计
对于光伏并网逆变器而言，正弦基波应该来自于并网电流，通过跟踪电网的电流实现与电网的同步。但是在本设计中，将并网同步的电流基准波用固定的正弦振荡电路来代替，如果要实现并网，只需要将固定的正弦基准波用电网电流代替便可。
正弦波振荡电路是一个没有输入信号的带选频网络的正反馈放大电路。
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只要满足两个条件就能够维持正弦波振荡电路工作：一是振幅平衡条件，二是相位平衡条件。振幅平衡条件是指当输入信号与正反馈信号相等时，除去输入信号就能够保证电路继续振荡而不停止工作。相位平衡条件是指电路放大系数与正反馈系数的相位差为2n?(n?0,1,2,....)[5]。
根据光伏并网逆变器并网的要求，输出电压的频率必须与电网同频，所以振荡器的频率选择50Hz。振荡电路如图4-12所示，由图可知，RC正弦振荡电路由放大电路、选频网络和限幅电路构成。
CRCRR1R2D1R3D2图4-12 RC正弦振荡电路
R1、R2和R3与运放构成了电压串联负反馈放大电路， RC组成了电路的选频网络，D1和D2实现了对输出电压的正负限幅作用。
反馈网络的反馈系数为：
FV(s)?Vf(s)Vo(s)R??11(R?)?(sC)1sCR?sCR1sC?sCR （4-15）
1?3sCR?(sCR)2就实际频率而言，可以用s?j?替换，由式（4-15）得
j?CRFV? （4-16） 2221??CR?3jsCR
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如果假设?0?1,式（4-16）可以转化为 RC1 FV? （4-17）
??03?j(?)?0?11时，幅频响应有最大值FVmax?，相频RC3响应相位角为零。此时就可以求出C与R的乘积为
12?f? （4-18）
RC由于f=50Hz，如果使用电容为104，那么由式（4-18）可以得出：
11R???31.8K ?72?fC2?3.14?50?10在式（4-17）中，当???0?所以，可以确定R?31.8K，C?0.1uF（即104）。
当正向放大系数大于3时，电路开始产生交流信号，信号通过正反馈的选频网络使输出交流变大，最后通过电路中的非线性元件限制让其稳定。满足振荡条件可以得到下式
R?R3AV?1?2?3 （4-19）
R1现取R1?4.7K，根据式（4-19）可以得出：
R2?R3?2R1?2?4.7K?9.4K
取R3?2.7K，那么R2?9.4K?2.7K?6.7K，本设计中取R2?6.8K。 2.SPWM波形发生电路设计
在本设计中， SPWM调制方法采用的是单极性调制。考虑到成本问题，本设计选用了集成芯片SG3525，其内部自带振荡器和比较器，通过少量的外围电路就可以在输出端可以直接得到可靠的SPWM波形。
如图4-13所示，为全桥逆变驱动中SPWM发生电路的原理图。SG3525的5脚与6脚分别对地接一个电容和电阻，通过这两个元件激发芯片内部的振荡器，产生一组连续的介于0.9V到3.3V之间的三角波，产生的三角波与9脚输入的0.9V到3.3V的馒头波进行比较，在芯片的11脚和14脚输出两路
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相位相差180的SPWM波形。
L3100uHU11馒头波2123456R3212K78IN-IN+SYNCOSCCTRTVrefViOUTBVccGNDOUTAC30104161514131211109R53330C2822uFC29104+12VSPWM信号D11保护信号R542K1N4148C18472Dis-chargeSDSoft-startCOMPSG3525C19104
图4-13 SPWM波形发生电路
由图可知，本设计并没有直接使用11脚与14脚输出的SPWM脉冲作为全桥的驱动信号，而是将两个脉冲信号输出管脚相接地， 13脚接一上拉电阻。此时，13脚输出信号是由11脚与14脚两路驱动叠加的信号，但是叠加的信号还需要一个门电路的反相处理，因为叠加之后13脚输出的信号与原本的驱动信号反相。
在电路中，电阻R53为上拉电阻，当任意输出脉冲管脚为高电平时，13脚输出为低电平，电感L3的作用是为了防止电源出现电流尖峰时损坏芯片内部的图腾柱，电容C28吸收低频干扰信号，C29吸收高频干扰信号，确保输出SPWM脉冲电压平稳和减少尖峰脉冲。
由图4-13可知，在芯片的13脚得到的SPWM波形还必须经过一些门电路处理才能得到能够驱动全桥的驱动信号。如图4-14所示，为产生全桥驱动信号的过程，图中a与b经过两个逻辑与之后得到了图中c和d的两路驱动信号，这两路信号分别驱动全桥中的Q2和Q3，然后将Q2和Q3两路驱动经过逻辑非之后，得到图中e和f两路驱动。图e为Q1的驱动波形，与Q2的驱动反相；图f为Q4为的驱动波形，与Q3的驱动反相。
此图将产生驱动全桥信号的过程详细的表现了出来，其中工频50Hz的方波是正弦波通过简单的比较电路产生。考虑到本设计选择的开关管存在开通与关断时间，每次开通与截止转换的过程中必须预留一定的死区时间，如果
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没有预留足够的死区时间， 开关管在应该关断的时候没有关断，应该导通的时候没有导通，最终将导致驱动混乱而无法正常工作，出现直通现象，烧毁电路。
SG3525的13脚波形a?t?t?tb两路互补的工频方波{cug2?tug3dug1eug4?t?t?t图4-14 本设计SPWM脉冲波产生的过程
f
3．死区时间的设计
为了使全桥开关管能够有足够的时间完成导通与关断的过程，必须在每次电平切换的时候留有足够死区时间，使电路能够正常的工作，不出现直通的现象。
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