3.2 后级单相全桥逆变电路设计
3.2.1 全桥逆变电路分析
全桥逆变电路原理图如下：
D1D4+Q1CdD2-Q2Q4LN~D3Q3
图3-3 单相全桥逆变后级电路原理图
图3-3为以场效应管（MOSFET）为主开关器件的单相全桥逆变电路，其中LN为交流输出滤波电感，对输出电压有平滑的作用。Cd为直流支撑电容，也是前级BOOST电路的输出电容，只有当电容两端的电压充电到输出电压的峰值时，后级电路才能开始工作。Q1~Q4为主开关MOSFET，D1~D4是其反并联二极管（MOSFET一般内部自带反并联二极管），四个开关管的交替导通确保逆变输出，反并联二极管在对应MOSFET截止的时候提供放电回路，确保在下一个周期到来时电路没有多余的能量存在。欲使电感电流按照给定的波形和相位得到控制，必须保证在运行过程中，直流侧电压不低于电网电压的峰值，否则，续流二极管将以传统的整流方式运行，电感电流不完全可控，导致逆变失败。
3.2.2 全桥逆变电路的参数计算
1．输出LC滤波器的设计
全桥逆变之后输出电压为按正弦规律变化的一系列电压脉冲，交流纹波极大，无法并入电网，因此，必须在输出端加LC滤波器，将全桥逆变输出的正弦方波变为满足要求的正弦波，才能实现并网。
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从电流的纹波系数方面来考虑，输出的滤波电感就直接影响输出电流纹
di波系数。根据电感的伏安特性VL?L可得：
dt?i??TON0VL(t)dt （3-10） Lf由于在正弦波峰值附近的电压占空比最大，纹波电流也最大，只要把最大的纹波电流控制在设计要求之内，那么其它条件也应该满足要求。此时，加在电感两端的电压为交流电压的峰值，即Vmax?220?2?311V。
根据电感的伏秒积平衡可知，
V?VD?dcmax （3-11）
Vdc由式（3-10）与（3-11）求出滤波电感的关系式如下：
V(V?V)TLf?maxdcmax
Vdc?i在本设计中，直流输入电压Vdc?400V，输出最大并网电流为5A,取纹波系数为0.2，死区时间设置电阻RD?0?，SPWM控制芯片的振荡频率为：
11??25KHz ?103CT(0.7RT?3RD)0.7?47?10?12?101?20uS，但是考虑到输出的SPWM驱动波形为振荡频率的两倍，T?2ff?所以得出：
311?(400?311)?20?10?6Lf??1.4mH
400?0.2?5由于?iL?0.2Io，所以Lf?1.4mH，在本设计中取Lf?2mH。 逆变器输出交流电压的基波为50Hz的正弦波，而本设计中的全桥的工作频率为50KHz。因此，要想获得一个光滑度较高的正弦波，滤波器的截止频率就必须满足50Hz?fc?50KHz。其截止频率满足下式时就能达到滤波的效
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果：
2?LC对高于截止频率的高次谐波将以40分贝每十倍频程衰减。在本设计中，
fc?1 （3-12）
滤波器的截止频率fc?1KHz,由于Lf?2mH，将参数带入式（3-12）可以得出C?13uF。
2．全桥逆变电路开关器件的选择
在全桥逆变电路中，对角位置上的一组开关元件同时导通，同一桥臂上下开关管交替导通，每个开关管承受的电压为输入侧直流电压的一半，所以我们只需要选出能够承受直流母线电压一半的开关MOSFET就能满足要求。由于输出功率为5KW，若不考虑逆变功率损耗，那么输出直流电流大概为12.5A左右。在本设计中，中间直流电压在400V左右，保证足够裕量的条件下，选择主MOSFET为IRF840（500V、8A）满足要求。
第4章 控制电路的设计
光伏并网逆变器的控制电路主要包括前级控制电路和后级控制电路。前级控制电路主要包括PWM稳压控制电路和MPPT控制电路；后级控制电路主要包括SPWM交流稳压控制电路与过流保护电路。
4.1 前级控制电路的设计
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4.2 后级控制电路的设计
4.2.1 单相逆变器SPWM技术分析
正弦脉宽调制技术（SPWM）的基本原理是将正弦波等分为N个脉冲幅值按照正弦规律变化的方波，根据冲量相等的原理，可以将这些脉冲等效为幅值相等而脉冲宽度按照正弦规律变化PWM方波[9]，如图4-9所示。
对于电压型单相全桥逆变器而言， 正弦波SPWM调制技术有两种方法，分别是单极性SPWM调制和双极性SPWM调制。该调制技术有两个基本元素，分别是调制波与载波，调制波决定输出交流电压的幅值和频率，载波决定SPWM驱动脉冲的频率。根据载波的不同可以判断调制方法，如果载波是锯齿波，那么调制方法是单极性调制方法；如果载波是三角波，那么调制方法为双极性调制。
u?tu?t4-9 PWM波代替正弦半波
如图4-10所示，为双极性正弦调制方法。双极性调制是指两桥臂交叉对应的开关管Q1和Q3，Q2与Q4分别为一组，同时导通和截止，两组开关互补导通。这样在逆变器的输出可以得到极性交变的电压脉冲。
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uca)umUcmUcm?tug1,3b)?tug2,4c)?tuoUdcUdc
图4-10 双极性单相逆变器电路的电量波形
d)?t由于双极性调制的输出电流变化率比较大，抗外界干扰能力差，所以本系统采用的是单极性调制方法。
如图4-11为单极性正弦调制方法的波形发生过程，根据驱动的要求，四个开关管的驱动信号各不相同。其中Q1和Q2的控制信号由正弦波与一低电平经过一个比较器产生，信号的频率与正弦波的频率相同，占空比为50%，控制Q1和Q2交替导通；Q3的控制信号为馒头波与锯齿波比较产生，Q4的控制信号与Q3正好反相。在工作过程中，当Q1导通时，Q2截止，Q3按照图4-13中c)的规律导通与截止，Q3与Q4的工作状态相反，Q3导通，Q4截止，反之。
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