当ur
主电路在每个开关周期内输出电压在正和零（或负和零）间跳变，正、负两种电平不会同时出现在一个开关周期内，故称为单极性SPWM。
2.3有关参数计算
晶闸管需一段时间才能恢复正向阻断能力，换流结束后还要使VT1、VT4承受一段反压时间t，t?= t5- t4应大于晶闸管的关断时间tq。为保证可靠换流，应在uo过零前t?= t5- t2时刻触发VT2、VT3 。.
t??为触发引前时间：
tδ?tγ?tβt?io超前于uo的时间?：?????????????????t??t
?2?表示为电角度：
?t????????t??????2?2为电路工作角频率；?、?分别是t?、t?对应的电角度。 忽略换流过程，io可近似成矩形波，展开成傅里叶级数：
基波电流有效值：
io?4Id?11?sin?t?sin3?t?sin5?t?????35??负载电压有效值Uo和直流电压Ud的关系（忽略Ld的损耗，忽略晶闸管
压降）： ?UdUUo??1.11dcos?22cos?
3驱动电路的设计
3.1SPWM产生电路
PWM控制的基本原理：PWM（Pulse Width Modulation）控制就是对脉冲的宽度进行调制的技术。即通过对一系列脉冲的宽度进行调制，来等效的获得所需要的波形（含形状和幅值）。在采样控制理论中有一个重要的结论：冲量相等而形状不同的窄脉冲加在具有惯性环节上时，其效果基本相同。效果基本相同是指环节的输出响应波形基本相同，上述原理称为面积等效原理。冲量即指窄脉冲的面积。如果把各输出波形用傅里叶变换分析，则其低频段非常接近，仅在高频段略有差异。以正弦PWM控制为例，把正弦半波分成N等份,就可把其看成是N个彼此相连的脉冲序列所组成的波形。这些脉冲宽度相等,都等于 /N,但幅值不等，且脉冲顶部不是水平直线，而是曲线,各脉冲的幅值按正弦规律变化。如果把上述脉冲序列利用相同数量的等幅而不等宽的矩形脉冲代替,使矩形脉冲的中点和相应正弦波部分的中点重合,且使矩形脉冲和相应的正弦波部分面积(冲量)相等,就得到脉冲序列。这就是PWM波形。可以看出各脉冲的幅值相等，而宽度是按正弦规律变化的。根据面积等效原理，PWM波形和正弦半波是等效的。对于正弦波的负半周,也可以用同样的方法得到PWM波形。像这种脉冲的宽度按正弦规律变化而和正弦波等效的PWM波形，也称SPW（Sinusoidal PWM）波形。
产生SPWM电路可以有如下几种方法，本文选用的是用自然采样法去获得SPWM 的。自然采样法即是正弦波作为调制波，三角波作为载波，通过三角波的调制得到SPWM的波形，可以采用模拟电路构成三角载波和正弦调制波发生电路，用比较器来确定他们的交点，在交点时刻来控制开关管通断，可以生成SPWM波，方法简单便于实现，所以采用此方案。
图3 CD4538的管脚和功能表
在设计SPWM时要考虑死区的影响，所以在设计的时间重点放在死区延时上。其死区延时主要是由高精度的单稳态触发器CD4538完成，CD4538管脚和功能表
如图3所示。CD4538 由两个高精度可重触发地单稳态触发发器组成，Q和Q非输出有缓冲，输出特性对称。该器件工作时，需外接一个电阻 Rx和一个电容 Cx，调节 Rx和Cx 数值，可得到两个不同宽度地单稳态脉冲，既可以调节Rx和Cx 数值就可以改变死区时间，并且传输延迟时间不受Rx 和 Cx 变化地影响。SPWM信号产生电路如图4所示，其仿真输出波形结果如图5所示。
也可以采用数字化规律采样法，将正弦波信号和三角波信号分别存于ROM中，然后将正弦波数据与三角波数据进行比较，输出两路SPWM信号，采用此方案价格较贵，不符合性价比的要求。
VSS5VVSSR42k|?C11nF712U5C74HC08N_4VVSS5VVSSU4A74HC04N_4VC3201nF645123AABAT1AT2ACDAVSS816U2AVDDQA~QA45123AABAT1AT2ACDAVSS8VCCVCC4XFG13XFG28VEE15V5BAL6B/STB75VVEEU3R31k|?U7A1674HC04N_4V816VDDQA~QAR112VS+U1ACD4538BCN6751|?3R22VS-GND19U5A74HC08N_4V10C210nF51|?-15V4VDD0VDDLM311N50R52k|?CD4538BCN6718U6BU6A1474HC08N_4V74HC08N_4V13C410nF011图4 SPWM信号产生电路
图5仿真输出波形
3.2驱动电路
输出SPWM信号经驱动电路驱动逆变桥的开关管。本文驱动电路的设计采用的是驱动芯片。驱动芯片采用IR公司生产的大功率MOSFET和IGBT专用驱动集成电路芯片IR2110，IR2110是IR公司生产的大功率MOSFET和IGBT专用驱动集成电路，可以实现对MOSFET和IGBT的最优驱动，该芯片具有光耦隔离和电磁隔离的优点，同时还具有快速完整的保护功能和自带死区，因而它可以提高控制系统的可靠性，减少电路的复杂程度。所以选用此方案。
IR2110的内部结构和工作原理框图如图6所示。图中HIN和LIN为逆变桥中同一桥臂上下两个功率MOS的驱动脉冲信号输入端。两路输出HO和LO分别与两输入HIN和LIN相对应，SD为保护信号输入端，当该脚接高电平时，IR2110的输出信号全被封锁，其对应的输出端HO和LO恒为低电平；而当该脚接低电平时，IR2110的输出信号跟随HIN和LIN而变化，两路均能正常输出，在实际电路里，该端接用户的保护电路的输出。
IR2110的输入端为滞环施密特出发电路，以提高抗干扰能力和接受上升沿环慢的输入逻辑信号，Vdd/Vcc电平转换电路把输入逻辑信号电平转换为输出驱动信号电平，其两路输出均采用图腾柱输出，输出级由两只峰值电流为2A以上，内阻为3欧姆以下的N沟道FET组成，输出级可提供的驱动电压为15V—20V。驱动电路接线图如图7所示，悬浮电源VB可以从电源VCC通过二极管DIODE对电容C7充电自举获得（因为对于桥式电路，每一路驱动都必须独立的直流电源）其二极管必须是快恢复二极管其耐压值必须超过主电路直流输入电压，电容C7的电容值的选取决定于开关频率及MOSFET输入电容充放电的要求等。
H0和L0是两路驱动信号输出端，驱动同一桥臂的MOSFET，IR2110的自举电容选择不好，容易造成芯片损坏或不能正常工作。VB和VS之间的电容为自举电容。自举电容电压达到8.3V以上，才能够正常工作，一般来说，SPWM的开关频率较高，应采用小容量电容，以提高充电电压，否则在有限的时间内无法达到自举电压，实验表明采用33μF的自举电容时，驱动电路的工作状态良好。
图6 IR2110的内部结构
图7 驱动电路
也可以采用分立元件去驱动，分立元件主要采用对管来实现信号的放大和隔离，但是其没有保护功能，不易实现对下级电路的保护，并且电路复杂，给调试带来很多不便，费用也比较昂贵，没有上述用专用驱动芯片驱动比较好，所以不选用这种驱动方法。
