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微波接力站电磁环境测试与干扰计算
自治区无线电管理委员会办公室 杨凡
微波接力站电磁环境是指微波站周围存在的各种电磁辐射能量，即干扰源。随着科学技术和经济的快速发展，电子技术和电磁能的应用领域越来越广泛，形成了日益复杂的电磁环境。微波接力站周围各种电磁场的辐射有可能对微波接力通信产生干扰，影响正常的通信工作。因此，微波接力站建站前的电磁环境测试和干扰计算，已经成为无线电台（站）审批程序中的一项重要的技术工作。 一、微波接力站电磁环境测试 1.1 测试的目的
对微波接力站进行实地测试，并对测试数据做进一步的计算会使我们得到直观、可靠的分析结果。测试的目的就是要确定预选的站址是否符合国家标准的要求，保证微波站建成后的可靠通信，并在发现干扰时寻求抗干扰措施。最后，为频率的指配提出科学、合理的建议。 1.2测试系统的组成
微波接力站电磁环境测试系统主要由高性能频谱分析仪和各种测试天线组成。如果有相应的控制软件，还可以组成自动测试系统。自动测试系统可以在极少人工干预的情况下完成电磁环境测试任务。它的硬件部分主要由各种标准测试天线、低噪声放大器、频谱分析仪、微型旋转电机、控制器、笔记本电脑等组成；软件部分主要由控制和干扰计算软件组成。人工测试系统不含微型旋转电机和控制器，计算软件与自动测试系统是通用的。相应的配套设备还应有射频限幅器、衰减器、罗盘、GPS定位仪、经纬仪、天线三角架、低损耗馈线、及
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直流电源等。
常用微波测试天线有对数周期天线、标准增益喇叭天线、双脊波导喇叭天线、抛物面天线等。 对于微波测试，在2GHz以下的低频段常选用200~1000MHz和1000~2000MHz两种频段的对数周期天线，增益范围约5~12dB；喇叭天线携带方便、方向性较强，增益一般在18dB左右；抛物面测试天线方向性强、增益高，常用的有直径1m、0.8m 和0.6m，频段范围在700MHz~20GHz之间。
常用的中、短波和超短波测试天线有有源单极电场天线，频段范围30Hz~50MHz；对称偶极子天线，频段范围30~1000MHz；双锥天线，频段范围30~300MHz；对数周期天线，频段范围30~1000MHz。
放大器应选用高增益低噪声放大器，我们常用的低噪声放大器有进口微波低噪声放大器，带宽1~26.5GHz，典型增益30dB，噪声系数7~12dB；国产微波低噪声放大器，带宽1GHz，增益大于55dB，噪声系数≤2.5dB。 1.3测试系统灵敏度
电磁干扰测试系统对微弱信号的最大检测能力称为测试系统灵敏度，这个灵敏度是以与测试系统的等效输入噪声功率相等的信号功率来定义的。对测试系统灵敏度的要求应根据被测信号的强度来选择。它与等效噪声带宽有对应关系，随等效噪声带宽的增加而降低，还与天线增益、前置放大器的等效输入噪声温度及被测信号的频段有关。因此，应根据现有仪表和测试要求对测试系统及各部分指标进行合理分配，以达到经济合理又实用的目的。
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测试系统在低噪声放大器输入端的等效噪声功率N可用下式近似计算：
N≈10lg(TA+ TLNA)+10lgB(Hz)+10lgK
折算到测试系统天线口面处的等效噪声功率电平，即测试系统灵敏度PN：
PN=N-GR
=10 lg(TA+ TLNA)+10lgB(Hz)-228.6- GR (dBW)
式中：TA — 测试天线噪声温度；
TLNA — 低噪声放大器等效噪声温度；
B — 频谱分析仪的中频噪声带宽，为分辨率带宽的1.2倍； K — 玻尔兹曼常数，1.38054?10-23 (Joules/K) ； GR — 测试天线增益。 1.4测试内容
测试内容是根据国标GB13616-92《微波接力站电磁环境保护要求》按照微波收信机的射频频段、中频频段和基带频段对来自卫星通信系统的干扰，工业、科学和医疗射频设备的干扰，以及微波、雷达、广播、电视和其它无线电发射机的同频、带外和杂散干扰进行相应的测试。 1.5测试方法
选择合适的高度将测试天线尽量架设在靠近待测站址的位置，测量测试地点的环境温度、地理位置、海拔高度并做记录。按照预定的测试方案连接好测试系统，了解测试场地附近是否有强干扰源（如雷
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达、广播、通信发射机等）。如果无法事先了解，应将前置放大器与测试接收机断开，加入衰减器并将输入衰减置于自动或最大档，确认有无强干扰源，再根据实际情况进行具体测量。测试系统加电、预热，并且正常工作后，正确预置测试频段，将天线仰角置于水平位置，由正北开始，根据频谱仪的扫描速度缓慢转动天线360°，搜索各方位干扰信号。发现干扰信号后，在干扰较强的方位附近反复转动天线，改变俯仰角和方位角，寻找干扰信号最大值，记录干扰信号频率、幅度、极化、方位角、俯仰角等参数。测试时要注意随时保持测试系统工作在线性状态，防止测试接收机过载，还要注意测试地点的温度是否符合测试设备对环境温度的要求。 二、微波接力站干扰允许值
2.1对模拟微波接力系统的干扰允许值
在模拟微波接力系统2500km假设参考电路的每个调制段内， 来自其它地面微波干扰允许值为：在最高话路相对零电平点，任意月份的20%以上时间内， 任意１分钟平均的总干扰噪声功率（加重不加权）应不超过10pW。
2..2对数字微波接力系统的干扰允许值
来自其它地面微波通信系统、雷达系统、 广播和电视系统的干扰（一个干扰源或两个以上干扰源同时存在时）对于数字微波接力系统2500km假设参考数字通道64kbps输出端的干扰允许值均应符合下述要求:
2.2.1 任意月份0.02-0.04%以上时间内， 任意1分钟射频干扰功率
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引起的平均误码率应不超过10-6 。
2.2.2任意月份0.0027-0.0054%以上时间内，任意1秒钟射频干扰功率引起的平均误码率应不超过10-3。
2.2.3任意月份由于射频干扰功率引起的误码秒累积时间应不大于0.016-0.032%。
对于卫星通信系统、工业、科学和医疗射频设备、中波、短波广播以及电视广播等对地面微波通信系统的干扰允许值可查阅国标GB13616-92《微波接力站电磁环境保护要求》，这里就不再赘述。 三、微波接力站干扰容限的计算
干扰计算首先要计算微波收信机的干扰容限，即计算微波收信机输入端的干扰信号允许值。然后，计算微波收信机输入端的实际干扰信号电平，与干扰容限相比较后，就可以对干扰程度作出定量的分析了。
国标GB13616-92《微波接力站电磁环境保护要求》中规定的模拟微波接力系统和数字微波接力系统对于来自卫星通信系统，或其他地面微波通信系统、雷达系统、广播和电视系统的干扰允许值是对2500Km假设参考电路（或数字通道）而言，实际电路并不一定能与假设参考电路（或数字通道）相一致，存在一个如何将干扰允许值的指标分配到实际电路的问题。
对于模拟微波接力通信系统，根据时间概率可将干扰允许值的指标按下述方法分配到实际电路：
a.对任何月份20%以上时间内，噪声计加权1分钟平均功率值按
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距离进行分配，即当实际电路长度为LKm时，其干扰允许值应为1000pW?L； 2500b.对于小概率时间0.01%则应按时间分配，干扰允许值不变，即当实际电路长度为LKm时，其干扰允许值应为：对任何0.01%?以上时间内噪声计加权1分钟平均功率应不超过50000pW。
对于实际数字微波接力通信系统干扰指标的分配，则不论传输电路类别，也不论传输电路的长短，误码指标只分配时间百分比，不分误码门限。下表给出了来自卫星通信系统的干扰允许值。
不同等级电路全月的时间百分数% 误码性能项目 L2500L公里高级电路 L公里中级电路 L公里用户级电路 BER﹥1?10分钟 ?6的恶化≤0.04L/2500 ≤0.15L/1250 ≤0.15L/50 BER﹥1?10的严重误码秒 误码秒累积时间 ?3≤0.0054L/2500 ≤0.004L/1250 ≤0.0015L/50 ≤0.032L/2500 ≤0.012L/1250 ≤0.012L/50 国标中对于数字微波通信系统的干扰允许值是根据“假设参考数字通道性能指标的恶化量，不应超过其总指标所述时间率的15~20%，其中来自卫星系统干扰引起的恶化量应不超过10%；来自其他地面微波、雷达、广播、散射干扰引起的总恶化量应不超过5~10%。”而提出的。因此，在考虑实际电路干扰允许值时，应按上述内容来处理。 3.1 模拟微波接力通信系统的计算方法
模拟TV/FM系统和FDM/FM系统干扰容限的计算比较复杂，需要计算有用信号和干扰信号分别为低、中、高调制指数时的干扰降低
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因子和干扰扩散因子，涉及到大量的积分和卷积运算，计算过程繁琐，需要借助计算机编程来辅助分析。下面，介绍一种较简单的、工程上常用的计算方法：
通过门限恶化量来估算干扰容限。门限电平是指恰好满足中断概率指标的接收信号电平。描述门限恶化的一种方法就是给出最大允许干扰信号电平。下式可用来估算TV/FM系统和FDM/FM系统的最大允许干扰信号电平。
I = Rth–10 + Se
式中：I—最大允许干扰信号电平，dBm；
Rth—被干扰收信机门限电平，dBm； Se—被干扰收信机有效选择性，dB。 3.2 数字微波接力通信系统的计算方法
由系统误码率指标导出信噪比理论值，最后得出信号干扰比允许值，这种方法用于对数字微波接力通信系统的计算。信号干扰比是指收信机输入端信号载波功率与干扰功率之比。 ① 误码率计算公式
a. MPSK调制信号
对于DBPSK调制信号： Pe≈0.5e-Eb/N0=0.5e-C/N 对于BPSK，QPSK，OQPSK调制信号：
Pe≈0.5erfc(
Eb
) No对于其它M＞2的MPSK调制信号，如DQPSK、8PSK等：
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Pe?1erfc?x? log2M x?sin erfc?x??2?Mlog2M?Eb/No??sine?tdt
2?MC N????x式中：Eb/No—归一化信噪比；
C/N—平均载波功率与平均噪声功率之比，即对应于某一误码率的信噪比理论值；
M—调相相数，M=4,8,16,……
b. MQAM调制信号
Pe=
1M?1?erfc(x) log2MM x?lo2gMM?1Eb1?2N02M?1??C N式中：M—调制电平数；
erfc(x)－补余误差函数。为便于计算，当比特差错率很低时（Pe﹤10-2），可用下式近似计算：
exp(?x2) erfc(x)?x?例如，16QAM系统，Pe=10-3时，通过上述相应的公式可求得对应的Eb/No值为10.5dB；Pe=10-6时，对应的Eb/No值为14.4dB。 ② 信噪比理论值的求解
对于不同的调制解调方式，误码率与相应的Eb/No有不同的关系，或者说在相同误码率情况下，不同调制方式微波收信机的归一化信噪比是不同的。根据①中所述误码率计算公式即可求出Eb/No或C/N值。
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在进行系统性能比较和计算时使用单位比特能量与噪声功率谱密度之比Eb/No比较方便，但实际测量和干扰计算时，使用 C/N则更为方便。C/N是规定在等于码元速率fB的双边奈奎斯特带宽内，平均载波功率与平均噪声功率之比。Eb/No和C/N有如下关系：
EbCB??， NoNfb对于M进制的调制方式，码元速率fB与信息速率（比特速率）fb有如下关系：
fb= fBlog2M (bit/s)
则，
CEbfbEbfBlog2MEbBlog2MEb???????log2M NNoBNoBNoBNo式中：C－收信机输入端平均载波功率； N－收信机输入端平均噪声功率；
Eb－单位比特的平均能量， Eb=CTb=C/fb； Tb－比特周期，即一比特持续时间，Tb=1/ fb； No－噪声功率谱密度，即1Hz带宽的平均噪声功率； B－收信机噪声带宽，B =N/ N0，当B为双边奈奎斯特带宽时， B =fB。
③ 门限信噪比的求解
在调制方式确定的情况下，理想数字微波传输系统的误码率由收信机输入端的理论信噪比C/N值唯一确定。要达到规定时间百分比内的误码指标，必须保证一定的信噪比，信噪比越高，误码率越低。实际的传输电路在传输设备和传输电路上都存在各种恶化和干扰，需
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要比C/N更大的信噪比值来保证传输电路的正常工作。因此，实际的门限信噪比值，还需要考虑由设备不完善引起的恶化（这种恶化和信号强度有关，可以等效为信号电平的降低）；系统内部干扰引起的恶化和系统外部干扰引起的恶化（这种恶化和信号强度无关，干扰的影响可按噪声功率相加的方法计算）。
因此，对于同波道干扰，即干扰源的载波频率与有用信号载波频率相同时，实际门限信噪比可通过下式计算：
(C/N)th = C/N +δ1 +δ2 +δ
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式中： (C/N)th—对应于某一误码率（如10-3或10-6）的门限信噪比值，
dB；
δ1—设备恶化量（设备厂家给出），dB δ2—系统内部干扰的恶化量，dB δ3—系统外部干扰的恶化量，dB
通常SDH系统的设备恶化量取2.5dB，其他系统取5dB，干扰恶化量取1dB
最后，信号干扰比允许值可按下式近似估算：
(C/I) 0=(C/N)th+Δ (dB)
式中：Δ—由于系统外部干扰所要求的信号干扰比增量，dB。
Δ与δ3有如下关系： Δ=?10lg?100.1??1?
3通常取δ3=0.04~0.4dB，则Δ=10~20dB
对于相邻波道干扰，即干扰源的载波频率与有用信号载波频率不
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完全相同时，应计及干扰降低因子IRF：
(C/I)A = (C/I) 0 – IRF
IRF?10lg?W?f?Y?f?df20???0W1?f?f0?Y2?f?df
式中：(C/I)A—相邻波道干扰的信号干扰比允许值，dB； W(f)—有用信号归一化功率谱密度，Hz-1；
W 1(f)—干扰信号归一化功率谱密度，Hz-1； f 0—有用信号与干扰信号载频间隔，Hz； Y(f)—收信滤波器选择性。
收信滤波器选择性，由设备厂家给出。缺省时，可用Butterworth滤波器来代替。n阶Butterworth滤波器的频率响应由下式给出：
Y2?f??式中：Ts???1 2n1??f?Ts?1，符号周期； ?fb1； log2MM—调制电平数； fb—信号比特率。
假定一调制方式为QPSK的数字微波收信机，门限接收电平-78dBm(BER=10-3)，归一化信噪比6.7dB，设备恶化量5dB，干扰恶化量1dB。根据前述关系式，求得：
信噪比理论值：C/N=9.7dB， 信干比允许值：(C/I) 0=(C/N)th+Δ
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=9.7+5+1+10 =25.7dB 其中，Δ值取10dB。
因此，干扰信号允许值I 0=-78-(C/I) 0=-103.7 dBm
对于SDH微波传输系统，在计算信噪比理论值时应考虑3dB的编码增益。
四、实际干扰的计算
4.1微波接力站之间通信方位及路径距离的计算
a.已知A、B两微波站经纬度，计算A站到B站的真北方位角?Α?
??arctansin??2??1??rad?
cosV1tanV2?sinV1cos??2??1?当tan?﹥0, V1﹤V2, ?Α=??
V1﹥V2, ?Α= π+??
当tan?﹤0, V1﹤V2, ?Α=2π ??|?|
V1﹥V2, ?Α=π -|?|
式中：φ1—A点经度；
φ2—B点经度； V1—A点纬度； V2—B点纬度；
b. 已知A、B两微波站经纬度，采用大圆路径计算法计算A站到B站的路径距离d
d?cos?1?cos?cos??sin?sin?cos???a (km) 式中：α=π/2-V1；β=π/2-V２；θ=φ1- φ2；
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a—地球半径，6378Km。
4.2鉴别角的计算
鉴别角可通过下述公式计算：
'?R??BC??B' ??R?R??'2?????R?I'??CB??C??'0??R??? '??R???(rad)
(rad)?
?'
0??I??? ??I'?I??''????2????I??I式中：?B—被干扰站的通信方位： ?C—干扰站的通信方位：
?R—B点对C点的鉴别角； ?I—C点对B点的鉴别角。
下图中，AB为有用信号传输路径，CB为干扰信号传输路径。
4.3天线增益的计算
天线增益是通过实际天线方向图来确定的，当缺少天线方向图资
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料时，可利用下述公式计算天线在某一方向的增益：
当D/λ>100时，
?Gmax?2.5?10?3??D/??2?GG?????1?32?25lg?????100?????1
?1????r(dB)
?r???48?48????180?当D/λ≤100时，
?Gmax?2.5?10?3??D/??2?GG?????1?52?10lg?D/???25lg????10?10lg?D/??0?????1
?1???100?/D(dB)
100?/D???48?48????180?式中，D—天线直径，m；λ—波长，m；
Gmax—天线主瓣增益dB，
Gmax=10lg[0.6(πD/λ)2]，0.6为天线效率； G１—天线第一旁瓣增益dB； G１=2?15lgD?
φ—偏离主波束中心轴的张角，度； φ１—主瓣半功率角宽度的一半；
?1?20?Gmax?G1 (°) Dφr—第一副瓣位置。 φr=15.85(D/λ)-0.6 ( °)
4.4传输损耗的计算 4.4.1视距路径传输损耗计算
视距路径传输损耗主要包括自由空间传输损耗及氧气和水汽的吸收损耗：
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Ls=Lo+(?0+?w)d Lo=92.5+20lgf+20lgd
式中：Ls—视距路径传输损耗，dB；
Lo—自由空间传输损耗，dB； f —频率，GHz； d—路径长度，Km；
?0—氧气吸收衰减系数，dB/Km； ?w—水汽吸收衰减系数，dB/Km。 当f﹤15GHz时，?w＝０
2?3?0??0.00719?2??f?10 2f?0.227?f?57??1.5???6.094.81?4.4.2超视距路径传输损耗计算
超视距传播机制主要是绕射（包括障碍物绕射和光滑球面绕射）和对流层散射。对于距离稍超过视距的传输路径，在大多数情况下绕射是主要传播机制，散射可忽略不计；对于大大超过视距的路径，散射是主要传播机制，绕射可忽略不计；对于介于两者之间的中等长度的路径，两种传播机制都需要考虑。本文仅对常遇到的三种绕射损耗的计算作一介绍。
在传输路径上常会遇到一个或多个障碍物，当障碍物的厚度相对较窄时，可视为刃形障碍；当障碍物的厚度相对较宽、顶部比较平缓时，可视为圆形障碍。
⑴刃形障碍物绕射损耗的近似计算
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Ld?6?6.9HCH －1＜ C≤1 HOHO Ld?9?4HCH －3＜ C≤－1 HOHOHHC C≤－3
HOHO Ld?11?20lg式中：Ld—刃形绕射损耗，dB； HC—路径余隙，m； HO—自由空间余隙m； HC?h1??h2?h1? HO?18.26dd11000?d1d2??hS d2Ka?d1d2?F13
式中：h1，h2—两站天线标高，h1≤h2，m ；
d1—标高低的天线至障碍物的距离，Km ； d—两站间的距离，Km ； K—等效地球半径系数； hS—障碍物标高，m ； a—地球半径，6370Km； λ—波长，m ；
F1—第一费涅耳区半径，m。 ⑵光滑球面绕射损耗的近似计算
在微波频段，由于波长比地球半径小得多，因而绕射损耗只决定于地形的几何形状，而与大地电参数和波的极化无关。与刃形绕射相比，光滑球面绕射损耗要比刃形绕射损耗大得多。例如HC=0时，刃
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形绕射损耗为6dB，而光滑球面绕射损耗高达22dB。在标准折射条件下，光滑球面绕射损耗由下式近似计算：
Ld?0.9064fd?4.12h1?h213????d2?0.92lg?0.61lgf?13.05 (dB)
h1h2式中，Ld—光滑球面绕射损耗，dB；
f—频率，（GHz）。
在频率高于1GHz，两站间的距离大于35Km时，上式与精确求解的误差在1dB以内。
⑶单圆形障碍物绕射损耗的近似计算
如果障碍物顶部较平缓，不能准确判断时，可通过计算地形参数μ来判断是刃形，还是圆形障碍物。当μ≥3时，可视为理想刃形；当μ＜3时，应按单圆形障碍物计算绕射损耗。
2??2.023k2?1?k?2d2/?o
Ld?VO??1???HCHO??? ?式中：Ld—单圆形绕射损耗，dB； k?d1 d VO—余隙为零时的绕射损耗，dB；
1.5 VO?14.42?A??1.4?20lg?
A与μ的对应关系如下表所示： μ A 0.6~0.79 5.5 0.8~1.09 3.3 1.1~1.9 2.0 1.91~2.2 1.8 2.21~2.9 1.6 ?o为障碍物宽度，在数值上等于在障碍物最高点低于自由空间余
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隙HO处作一条平行于两天线间连线的直线，这条直线所截取的障碍物宽度即为?o(Km)。
4.5不同类型路径传输损耗Lsd的确定
a.当路径余隙HC﹥HO，并且路径距离不超过100Km时，Lsd按自由空间传输损耗计算：
Lsd=Lo=92.5+20lgf+20lgd
b.当路径余隙HC﹥HO，并且路径距离大于100Km时，Lsd按视距路径传输损耗计算：
Lsd=Ls=Lo+(?0+?w)d
c.当路径余隙HC≤HO，并且路径距离不超过100Km时，Lsd按自由空间传输损耗计算并附加绕射传输损耗：
Lsd=Lo+Ld
d. 当路径余隙HC≤HO，并且路径距离大于100Km时，Lsd按视距路径传输损耗计算并附加绕射传输损耗：
Lsd=Ls+Ld
4.6干扰信号电平的计算
I?PI?LI?GI?GR?LR?Lsd?XPD?K
式中，I—收信机输入端干扰信号功率，dBm；
pI—干扰发信机输出端信号功率，dBm；
GI—干扰站天线在被干扰站方向的天线增益，dBi；
GR—被干扰站天线在干扰源方向的天线增益，dBi； LR—被干扰站接收端馈线系统损耗，dB；
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LI—干扰站发射端馈线系统损耗，dB；
XPD—交叉极化去耦，dB；
K—带宽修正因子，K?10lg信号带宽。
干扰带宽4.7门限电平Prth的求解
Prth=(C/N)th+N
式中：N= 10lg (NFKT0B)—收信机输入端等效热噪声功率；
NFKT0—收信机输入端单边噪声功率谱密度； NF—收信机噪声系数；
K—玻尔兹曼常数，1.38054*10-23 (Joules/K) ； T0—环境温度，293K(标准室温20℃)。
B—收信机等效噪声带宽，在数值上等于收信机工作带宽。 例如，某4DPSK数字微波收信机，比特速率fb =34.368Mbps，噪声系数NF=2.24（合3.5dB），设备恶化量3.5dB（厂家提供），干扰恶化量1dB，计算该收信机门限电平。
由3.2节所述方法计算出：
C/N≈14dB，则(C/N)th=14+3.5+1=18.5dB。
因为设备为四相调制，故码元速率fB为比特速率的一半，当收信机等效噪声带宽B为奈奎斯特带宽时，B= fB=fb=17.184MHz。将已知参数带入N=10lg (NFKT0B)，得：
N =3.5+(-228.6)+24.67+72.35 =-128.08dBW
则，门限电平Prth=(C/N)th+N
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=18.5+(-128.08)+30 =-79.58dBm 五、结束语
微波接力站的电磁环境测试和干扰分析是微波接力通信系统建设前的一项非常重要的工作。认真做好这项工作,对于我们提高无线电频谱资源的有效利用率, 加强无线电管理部门对频谱资源的科学管理,促进无线电通信业务的健康、有序发展具有重要意义。这项工作的开展，有效地避免了微波通信系统建成后可能遇到的干扰，相应地提高了待建系统的通信质量，降低了建设成本。
参考文献
[1] GB13616-92《微波接力站电磁环境保护要求》 [2] GB/T13619-92《微波接力通信系统干扰计算方法》 [3]《电波传播工程计算》肖景明 王元坤著 [4]《数字微波中继通信工程》姚彦 梅顺良等编著
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