1) 电流调节器
由于电流检测中常常含有交流分量，为使其不影响调节器的输入，需加低通滤波。此滤波环节传递函数可用一阶惯性环节表示，由初始条件知滤波时间常数Toi?0.001s，以滤平电流检测信号为准。为了平衡反馈信号的延迟，在给定通道上加入同样的给定滤波环节，使二者在时间上配合恰当。
图7 含给定滤波与反馈滤波的PI型电流调节器
2) 转速调节器
转速反馈电路如图8所示，由测速发电机得到的转速反馈电压含有换向纹波，因此也需要滤波，由初始条件知滤波时间常数Ton?0.005s。根据和电流环一样的原理，在转速给定通道上也加入相同时间常数的给定滤波环节。
含给定滤波与反馈滤波的PI型电转速调节器
2.3 信号产生电路
本设计采用集成脉宽调制器SG3524作为脉冲信号发生的核心元件。根据主电路中IGBT的开关频率，选择适当的Rt、Ct值即可确定振荡频率。
电路中的PWM信号由集成芯片SG3524产生，SG3524采用是定频PWM电路,DIP-16型封装。
由SG3524构成的基本电路如图8所示，由15脚输入+15V电压，用于产生+5V基准电压。在6、7引脚之间接入外部阻容元件构成PI调节器，可提高稳态精度。12、13引脚通过电阻与+15V电压源相连，供内部晶体管工作，由电流调节器输出的控制电压作为2引脚输入，通过其电压大小调节12、13引脚的输出脉冲宽度，实现脉宽调制变换器的功能实现。
SG3524管脚图
SG3524引脚接线图
主要参数：输入电压Uimax：40V 输出电流：500mA 好散功率：1W
2.4 基于EXB841驱动电路设计
驱动电路中V5起保护作用，避免EXB841的6脚承受过电压，通过VD1检测是否过电流，接VZ3的目的是为了改变EXB模块过流保护起控点，以降低过高的保护阀值从而解决过流保护阀值太高的问题。R1和C1及VZ4接在+20V电源上保证稳定的
电压。VZ1和VZ2避免栅极和射极出现过电压，Rge是防止IGBT误导通。
针对EXB841存在保护盲区的问题，可如图12所示将EXB841的6脚的超快速恢复二极管VDI换为导通压降大一点的超快速恢复二极管或反向串联一个稳压二极管，也可采取对每个脉冲限制最小脉宽使其大于盲区时间，避免IGBT过窄脉宽下的低输出大功耗状态。针对EXB841软关断保护不可靠的问题，可以在EXB841的5脚和4脚间接一个可变电阻，4脚和地之间接一个电容，都是用来调节关断时间，保证软关断的可靠性。针对负偏压不足的问题，可以考虑提高负偏压。一般采用的负偏压是-5V，可以采用-8V的负偏压(当然负偏压的选择受到IGBT栅射极之间反向最大耐压的限制)，输人信号被接到15脚，EXB841正常工作驱动IGBT.
EXB841驱动IGBT设计图
主要参数：
电源电压：20V 最大输出功率：47mA 最高工作频率：10kHz
2.5 锯齿波信号发生电路
*锯齿波信号发生器SG的输出信号Us与控制信号UC在PWM转换器（SG3524）
中进行比较，PWM输出幅度恒定、宽度变化的方波脉冲序列，即PWM波。SG电路可有UJT或者PUT构成。UJT锯齿波信号发生器基本电路如图14所示
锯齿波信号发生电路
2.6转速及电流检测电路
1）转速检测电路
转速检测电路如图15所示。与电动机同轴安装一台测速发电机，从而引出与被调量转速成正比的负反馈电压Un，与给定电压U*n相比较后，得到转速偏差电压?Un输送给转速调节器。测速发电机的输出电压不仅表示转速的大小，还包含转速的方向，测速电路如图15所示，通过调节电位器即可改变转速反馈系数。
转速检测电路
2） 电流检测电路
通过霍尔传感器测量电流的电流检测电路原理如图16所示。
闭环霍尔电流传感器的工作原理
霍尔电流传感器的结构如图13所示。用一环形导磁材料作成磁芯，套在被测电流流过的导线上，将导线中电流感生的磁场聚集起来，在磁芯上开一气隙，内置一个霍尔线性器件，器件通电后，便可由它的霍尔输出电压得到导线中流通的电流。
闭环霍尔电流传感器主要有以下特点：
1）可以同时测量任意波形电流，如：直流、交流、脉冲电流；
2）副边测量电流与原边被测电流之间完全电气隔离，绝缘电压一般为
2kV～12kV；
3）电流测量范围宽，可测量额定1mA～50kA电流； 4）跟踪速度di/dt>50A/μs； 5）线性度优于0.1％IN； 6）响应时间<1μs； 7）频率响应0～100kHz。
三．调节器的参数整定
本设计为双闭环直流调速系统 电路基本数据如下：
1)PWM装置放大系数Ks?4.8; 2)电枢回路总电阻R=8Ω; 3)电磁时间常数Tl?0.015s; 4)机电时间常数Tm?2s; 5)调节器输入电阻R0?40k?; 设计指标：
1)静态指标：无静差；
2)动态指标：电流超调量?i%?5%；空载起动到额定转速时的转速超调量
?n%?30%。
计算反馈关键参数：
??U?nmnnom?10200?0.05V(rmin)
??Uim*?Inom?102?3.7?1.35VA
3.1电流调节器的设计
1）确定时间常数
PWM装置滞后时间常数：Ts?0.001s。电流滤波时间常数:Toi?0.01s。
T?i?Ts?Toi?0.002s(Ts和Toi一般都比Tl小得多,可以当作小惯性群近似地看作
是一个惯性环节)。
2）选择电流调节器结构
根据设计要求：?i?5%，而且
TlT?i
?0.0150.002?7.5?10
电力拖动课程设计
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PWM直流双闭环调速系统的工程设计
一． 设计分析
1.1双闭环调速系统的结构图
直流双闭环调速系统的结构图如图1所示，转速调节器与电流调节器串极
联结，转速调节器的输出作为电流调节器的输入，再用电流调节器的输出去控制PWM装置。其中脉宽调制变换器的作用是：用脉冲宽度调制的方法，把恒定的直流电源电压调制成频率一定、宽度可变的脉冲电压序列，从而可以改变平均输出电压的大小，以调节电机转速，达到设计要求。
双闭环调速系统的结构图
1.2 调速系统起动过程的电流和转速波形
如图2所示，这时，启动电流成方波形，而转速是线性增长的。这是在最大电流（转矩）受限的条件下调速系统所能得到的最快的起动过程。 Id n Id n Idm Idm Idcr n n IdL IdL O (a)
t
O (b)
t (a)带电流截止负反馈的单闭环调速系统起动过程
(b)理想快速起动过程
调速系统起动过程的电流和转速波形
1.3 H桥双极式逆变器的工作原理
脉宽调制器的作用是：用脉冲宽度调制的方法，把恒定的直流电源电压调制成频率一定宽度可变的脉冲电压序列，从而平均输出电压的大小，以调节电机转速。
H形双极式逆变器电路如图3所示。这时电动机M两端电压UAB的极性随开
关器件驱动电压的极性变化而变化。
H形双极式逆变器电路
双极式逆变器的四个驱动电压波形如图4所示。
Ug1Ug4tOtonUg3TUg2tOUABUstOtonT-Usidid1id2tO
H形双极式逆变器的驱动电压波形
他们的关系是：Ug1?Ug4??Ug2??Ug3。在一个开关周期内，当0?t?ton时，晶体管VT1、VT4饱和导通而VT3、VT2截止，这时UAB?Us。当ton?t?T时，
VT1、VT4截止，但VT3、VT2不能立即导通，电枢电流id经VD2、VD3续流，这时
UAB??Us。UAB在一个周期内正负相间，这是双极式PWM变换器的特征，其电
压、电流波形如图2所示。电动机的正反转体现在驱动电压正、负脉冲的宽窄上。
当正脉冲较宽时，ton?T2，则UAB的平均值为正，电动机正转，当正脉冲较窄时，
T2则反转；如果正负脉冲相等，ton?，平均输出电压为零，则电动机停止。
双极式控制可逆PWM变换器的输出平均电压为
Ud?tonTtonTUs?T?tonT?2t???on?1?Us ?T?UdUs如果定义占空比??，电压系数??
则在双极式可逆变换器中
??2??1
调速时，?的可调范围为0～1相应的???1~?1。当??动机正转；当??1212时，?为正，电
时，?为负，电动机反转；当??12时，??0，电动机停止。
但电动机停止时电枢电压并不等于零，而是正负脉宽相等的交变脉冲电压，因而
电流也是交变的。这个交变电流的平均值等于零，不产生平均转矩，徒然增大电动机的损耗这是双极式控制的缺点。但它也有好处，在电动机停止时仍然有高频微震电流，从而消除了正、反向时静摩擦死区。 双极式控制的桥式可逆PWM变换器有以下优点： 1）电流一定连续。
2）可使电动机在四象限运行。
3）电动机停止时有微震电流，能消除静摩擦死区。
4）低速平稳性好，每个开关器件的驱动脉冲仍较宽，有利于保证器件的可靠导通。
1.4 PWM调速系统的静特性
由于采用了脉宽调制，电流波形都是连续的，因而机械特性关系式比较简单，电压平衡方程如下
Us?Rid?Ldiddtdiddt?E (0?t?ton).
Us?Rid?L?E (ton?t?T)
按电压平衡方程求一个周期内的平均值，即可导出机械特性方程式，电枢两端在一个周期内的电压都是Ud??Us，平均电流用Id表示，平均转速n?E/Ce，而电枢电感压降Ldiddt的平均值在稳态时应为零。于是其平均值方程可以写成
?Us?RId?E?RId?Cen
则机械特性方程式
n??UsCe?RCeId?n0?RCeId
二． 电路设计
H桥式可逆直流脉宽调速系统主电路的如图5所示。PWM逆变器的直流电源由交流电网经不控的二极管整流器产生，并采用大电容C0滤波，以获得恒定的直流电压Us。由于直流电源靠二极管整流器供电，不可能回馈电能，电动机制动时只好对滤波电容充电，这时电容器两端电压升高称作“泵升电压”。为了限制泵升电压，用镇流电阻Rz消耗掉这些能量，在泵升电压达到允许值时接通VTz。
H桥式直流脉宽调速系统主电路
四单元IGBT模块型号：20MT120UF 生产厂家：IR公司 主要参数如下：
UCER=1200V Ic=16A TCN=100?C PCM?0.9kW UCE(sat)?3.05V
*2.1给定基准电源
此电路用于产生±15V电压作为转速给定电压以及基准电压，如图6所示：
给定基准电源电路
2.2 双闭环调节器电路设计
为了实现闭环控制，必须对被控量进行采样，然后与给定值比较，决定调节器的输出，反馈的关键是对被控量进行采样与测量。
可按典型Ⅰ型设计电流调节器。电流环控制对象是双惯性型的,所以把电流调节器设计成PI型的，其传递函数为
WACR(s)?Ki?is?1?is
式中 Ki——电流调节器的比例系数； τi——电流调节器的超前时间常数。
3）选择电流调节器的参数
ACR超前时间常数?i?Tl?0.015s；电流环开环时间增益:要求?i?5%，故应取KIT?i?0.5，因此
KI?0.5T?i?0.50.002?250s?1
0.015?81.35?4.8于是，ACR的比例系数为:
Ki?KI?iR?Ks?250??4.63
?14）校验近似条件 电流环截止频率:
13Ts?ci?KI?250s
（1）晶闸管装置传递函数近似条件： ?ci?即
13Ts?13?0.001?333.33s?1
??ci
满足近似条件；
（2) 忽略反电动势对电流环影响的条件：
?ci?31TmTl,
10.2?0.015即
31TmTs?3?54.77s?1??ci
满足近似条件；
（3) 小时间常数近似处理条件：
?ci?131TsToi，
即
131TsToi?1310.001?0.001?333.33s?1??ci
满足近似条件。
5）计算调节器电阻和电容
调节器输入电阻为R0?40k?，各电阻和电容值计算如下 Ri?KiR0?4.63?40k??185.2k?, 取185k? Ci??iRi?0.015185?103?10?F?0.081，取0.08?F
6 Coi?4ToiR0?4?0.00140?103?10?F?0.1?F， 取0.1?F
63.2 转速调节器的设计
1）确定时间常数
（1）电流环等效时间常数 2T?i?2?0.002?0.004s （2）转速滤波时间常数 Ton?0.005s
（3）转速环小时间常数近似处理 T?n?2T?i?Tom?0.009s 2）选择转速调节器结构
按跟随和抗扰性能都能较好的原则,在负载扰动点后已经有了一个积分环节,为了实现转速无静差,还必须在扰动作用点以前设置一个积分环节,因此需要Ⅱ由设计要求，转速调节器必须含有积分环节，故按典型Ⅱ型系统—选用设计PI调节器，其传递函数为
WASR(s)?Kn?ns?1?ns
3）选择调节器的参数
根据跟随性和抗干扰性能都较好的原则取h?5，则ASR超前时间常数为
?n?hT?n?5?0.009s?0.045s
转速开环增益：
KN?h?12hT?n22?62?25?0.0092s?2?1418.48s?2
ASR的比例系数：
Kn?(h?1)?CeTm2h?RT?n?6?1.35?0.12?22?5?0.05?8?0.009?54
4）近似校验
转速截止频率为：
?cn?KN?1?KN?n?1481.48?0.0451s?66.67s?1
15T?i（1）电流环传递函数简化条件： ?cn?15T?i15?0.002
现在
?1s?100s?1??cn，
满足简化条件。
（2）小时间常数近似处理条件： ?cn?1312T?iTon1312?0.002?0.0051312T?iTon
现在，
??74.54??cn 满足近似条件。
5）计算调节器电阻和电容
调节器输入电阻 R0?40k?，则
Rn?KnR0?54?40k??2160k? ，取2200k? Cn??nRn4TonR0?0.0452200?104?0.00540?1033?10?F?0.0205?F ，取0.02?F
6 Con???10?F?0.5?F6 ，取0.5?F
6）检验转速超调量
当h=5时，查表得，?n=37.6%，不能满足设计要求。实际上，由于这是按线性系统计算的，而突加阶跃给定时，ASR饱和，不符合线性系统的前提，应该按ASR退饱和的情况重新计算超调量。 设理想空载起动时，负载系数z=0。
?n?(?CmaxCb%)?2(??z)?nnomn??T?nTm
IdnomRCe3.7?8r?246.67rminmni0.12当h=5时，
?CmaxCb%?81.2%；而?nmax??，
因此
?n?81.2%?2?2?246.67200?0.0090.2?18%?30%
过渡时间Ts?T1?T2，T1为恒流升速时间，T1?()T?n?h?1(Uim??Inom)2hKnUn?T2为恢复时间。
=0.081s
当h=5时，T2?8.80?T?n?0.0792s
Ts?T1?T2?0.081?0.0792?0.162s，满足设计要求。
四．系统建模及仿真实验
双闭环调速系统仿真模型图如下：
10.005s+1StepTransfer Fcn5-K--K-Gain1sSaturation110.005s+1Transfer Fcn2-K--K-Gain21s350.0017s+1Saturation2Transfer Fcn110.03s+1Transfer Fcn310.18s+1Transfer Fcn6-K-Gain4Scope1Gain1IntegratorScope2Gain3Integrator10.050.005s+1Transfer Fcn7SaturationRamp0.0070.005s+1Transfer Fcn转速
电流
双闭环调速系统波形图
五．心得及总结
脉冲宽度调制PWM(Pulse Width Modulation),就是指保持开关周期T不变，调节开关导通时间t对脉冲的宽度进行调制的技术。PWM控制技术以其控制简单,灵活和动态响应好的优点而成为电力电子技术等领域最广泛应用的控制方式。利用SG3524集成PWM控制器设计了一个基于PWM控制的直流调速系统，本系统采用了电流转速双闭环控制，并且设计了完善的保护措施，既保障了系统的可靠运行，又使系统具有较高的动、静态性能。
在当今的社会生活中，电子科学技术的运用越来越深入到了各行各业之中，并得到了长足的发展和进步，自动化控制系统更是的到了广泛的应用，其中一项重要的应用就是——自动调速系统。相较于交流电动机，直流电动机结构复杂、价格昂贵、制造困难且不容易维护，但由于直流电动机具有良好的调速性能、较大的启动转矩和过载能力强，适宜在广泛的范围内平滑调速，所以直流调速系统至今仍是自调速系统中的重要形式。而伴随着电力电子技术的不断发展，开关速度更快、控制更容易的全控性功率器件MOSFET和IGBT成为主流，PWM表现出了越大的优越性：主电路线路简单，需用的功率器件少；开关频率高，电流容易连续，谐波少，电机损耗及发热都较小；低速性能好，稳速精度高，调速范围宽，可达1:10000左右；若与快速响应的电机配合，则系统频带宽，动态响应快，动态抗扰能力强；功率开关器件工作在开关状态，导通损耗小，当开关频率适当时，开关损耗也不大，因而装置效率较高；直流电源采用不控整流时，电网功率因数比相控整流器高。本设计采用PWM技术来对直流电机进行调速，与一般直流调速相比，既减少了对电源的污染，而且使控制过程更简单方便，减少了对人力资源的使用，又因为线路的简单化、功率器件需用的减少，使系统的维护、维修变得更加简单了，但动、静态性能却提高了。
该系统调速精度与调速范围要求不是很高，但与传统的晶闸管可控调速系统相比 ，它具有调速范围宽、快速性能好、功率因数高、结构简单等优点，使之以广泛应用于各行各业的直流调速系统当中。本系统采用了脉宽调制器SG3524来完成，它解决了PWM电路的集成化问题，在实例中就可用此芯片来实现系统的调速。
经过接近2周的努力，终于圆满的完成了本课程设计及期中大作业。通过亲身体验做课程设计的目的，在于通过理论与实际的结合，进一步提高我们观察、分析和解决问题的实际工作能力。大四了，在过一年就要进入社会开始工作，理论的学习我们或许已经掌握的很好，但实际的工作能力就是有待提高的了，通过本次设计以便积累一些经验对我们来说肯定是很有利的。
六．参考文献
【1】陈伯时 。电力拖动自动控制系统（第2版）。机械工业出版社，1991.4 【2】孙树朴 李明 王勉华。电力电子技术。中国矿业大学出版社，2000.7 【3】曲学基 于明扬。电力电子整流技术与应用 。电子工业出版社，2008.4 【4】刘树林 程丽红。低频电子线路 。机械工业出版社，2008.5 【3】胡寿松。自动控制原理（第5版）。科学出版社，2007.6
六．参考文献
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